1.本发明属于无线通信技术领域，种联具体涉及一种联合幅度和相干检测的合幅分离接收机信号检测方法。
背景技术：
2.移动互联网、度和的分物联网、相干信号机器类型通信和人工智能等热门技术的检测检测迅速发展，带来数据流量的离接爆炸式增长、数据结构的收机高度复杂化和通信交互的日趋移动化，人类社会进入大数据时代。种联根据库伯定律，合幅无线网络数据流量每30个月增加一倍，度和的分思科预计到2025年全球移动数据总流量将增至163zb，相干信号接近2016年总量的检测检测10.2倍。为了应对数据流量的离接指数级增长和大数据时代多样化应用场景的需求，人们对接收机、收机大规模多输入多输出(multiple input multiple output,mimo)、种联多址接入、全双工、毫米波通信和空口波形等技术展开研究并取得大量成果。其中，接收机方案的优化设计作为信号检测与估计的第一步，更是学界和业界关注的焦点。
3.传统的无线通信系统的接收机方案分为相干接收机和非相干接收机。基于相干检测(coherent detection,cd)的相干接收机，接收信号首先通过下变频电路把射频信号(radio frequency,rf)转换为基带信号的i路和q路，然后通过模数转换器(analog to digital converter,adc)变换为数字信号，最后进行信号解调。相干接收机具有较好的解调性能，广泛应用于多种无线通信系统中。但是相干接收机在进行信号解调时需要已知信道的状态信息(channel state information,csi)，由于在大规模mimo和毫米波通信系统中csi很难获得，这给信号检测过程带来挑战。基于非相干检测(non-coherent detection,nd)的非相干接收机又重新得到人们的青睐。非相干接收机主要分为基于幅度检测(envelope detection,ed)的非相干接收机和基于功率检测(power detection,pd)的非相干接收机。其中，基于ed的非相干接收机的电路一般是无源器件，基于pd的非相干接收机的电路一般包含有源器件，所以基于ed的非相干接收机功耗低于基于pd的非相干接收机。文献“liu w,zhou x,durrani s,et al.a novel receiver design with joint coherent and non-coherent processing[j].ieee transactions on communications,2017,65(8):3479-3493”和文献“wang y,liu w,zhou x,et al.on the performance of splitting receiver with joint coherent and non-coherent processing[j]ieee trans.signal process.,vol.68,pp.917
–
930,jan.2020.”设计了基于功率检测和相干检测(power detection and coherent detection,pd-cd)的分离接收机结构，但是因其非相干检测支路利用的是功率检测，造成其功率损耗比较大。
[0004]
文献“wang y,liu w,zhou x.splitting receiver with joint envelope and coherent detection[j].ieee communications letters,2022”提出了一种联合幅度检测和相干检测(envelope detection and coherent detection,ed-cd)的分离接收机结构，并分析了该架构下的互信息性能，但是并未分析该系统下的信号检测性能。
技术实现要素：
[0005]
本发明的目的是，基于幅度和相干检测(ed-cd)的分离接收机架构，提出一种信号检测算法并与基于功率和相干检测(pd-cd)的分离接收机性能进行对比。本发明的解决方案是通过设置功率分离器，把接收信号划分为两路，这两路信号各自通过相干检测和幅度检测电路进行处理，处理之后的两路信号联合用于信息检测。
[0006]
本发明的技术方案是：
[0007]
一种联合幅度和相干检测的分离接收机信号检测方法，其特征在于，包括：
[0008]
定义接收到的信号为：
[0009][0010]
其中，p是发射信号的平均功率，是无线信道，是发射信号，是天线噪声；
[0011]
信号通过功率分离器ρ划分为两路，分别经过相干检测电路和基于幅度检测的非相干检测电路，得到相干检测支路的接收信号和非相干检测支路的接收信号y2′
；联合接收信号和y2′
，最后得到分离接收机方案下的三维接收信号
[0012]
令则接收信号转化为：
[0013][0014][0015]
其中，y2＝y2′
，变量和n分别表示天线噪声，相干检测电路的转换噪声和非相干检测电路的整流器噪声，噪声方差分别表示为和
[0016]
基于最大似然准则对发射信号进行检测：
[0017][0018]
其中，是检测得到的发射信号，ω
cons
为信号星座点的集合，求解方法为：
[0019]
将复数信号的实部和虚部分别表示为y
1r
和y
1i
，把复数噪声的实部和虚部分别表示为wr和wi，则重新描述为：
[0020][0021]
其中，为接收信号的条件pdf，其满足的分布为：
[0022][0023]
[0024]
其中表示均值为方差为的复高斯分布；表示均值为方差为的实高斯分布；天线噪声的概率密度函数满足的分布为其中
[0025]
均值为0，方差为在获得条件和后，分别对wr和wi进行积分，从而求解的值；
[0026]
基于ml准则估计发射信号时，对于首先计算所有接收信号对应的条件然后选择最大的得到估计的发射信号
[0027]
进一步的，在忽略天线噪声时，对发射信号的检测方法为：
[0028]
将接收信号简化为：
[0029][0030][0031]
基于最大似然准则对发射信号进行检测：
[0032][0033]
其中
[0034][0035]
令将信号检测化简为：
[0036][0037]
从而在检测发射信号时，把求解最大化的问题转化为求解最小距离检测的问题。
[0038]
本发明的有益效果为：本发明的方法可获得较低的误符号率，并且本发明提出的ed-cd分离接收机主要的一个优势是ser几乎与pd-cd分离接收机的一样，但是所提出的ed-cd分离接收机的功率损耗大大降低。
附图说明
[0039]
图1为分离接收机方案结构图。
[0040]
图2考虑天线噪声，ed-cd分离接收机与pd-cd分离接收机误符号率(symbol error rate,ser)的性能比较。
[0041]
图3不考虑天线噪声，ed-cd分离接收机与pd-cd分离接收机误符号率(symbol error rate,ser)的性能比较。
具体实施方式
[0042]
下面将结合附图和仿真示例，对本发明的技术方案进行清楚、完整地描述，以便本领域的技术人员能够更好地理解本发明。
[0043]
本发明的内容是无线通信系统下联合幅度和相干分离接收机结构的设计并分析在该结构下信号检测的性能，重点是基于分离接收机结构下的信号检测表达式，并与传统pd-cd分离接收机和相干接收机下的信号检测性能进行比较，得出所提ed-cd分离接收机方案的信号检测性能。分离接收机结构如图1所示，当非相干检测支路为幅度检测，则图1为ed-cd分离接收机，当图1非相干检测支路为功率检测，则图1为pd-cd分离接收机。
[0044]
本发明方法所用的关键等式为：
[0045][0046]
其中，表示分离接收机架构下得到的接收信号；ρ表示功率分离比率，取值范围为ρ∈[0,1]；表示发射信号；p表示发射信号的平均功率；表天线噪声；和n分别表示相干检测电路和非相干检测电路引入的噪声；为无线信道。根据实际的非相干检测电路的设计，n一般取值为1或2。当n＝1时，非相干检测支路为基于幅度检测的接收机方案；当n＝2时，非相干检测支路为基于功率检测的接收机方案。本发明设计n＝1，即基于幅度检测的接收机方案。当ρ＝1时，分离接收机退化为相干接收机；当ρ＝0时，分离接收机退化为非相干接收机。因此，经典的相干接收机和非相干接收机是分离接收机方案的特殊形式，本发明可通过设置ρ的大小来选择不同的接收机方案。
[0047]
本发明方法包括以下主要步骤：
[0048]
步骤1、发射信号通过无线信道并到达接收端；
[0049]
步骤2、在接收端，首先接收到的rf信号受到天线噪声的污染，得到污染后的信号然后信号通过功率分离器ρ划分为两路，这两路信号分别经过相干检测电路和基于幅度检测的非相干检测电路。其中，在相干检测电路中，首先把信号变换为基带信号，然后再通过adc变换为数字信号；在非相干检测电路中，信号经过整流器和低通滤波器，输出信号的幅度，然后再通过adc变换为数字信号；
[0050]
步骤3、在相干检测电路和非相干检测电路中，分别考虑后级处理噪声和n的影响，得到相干检测支路的接收信号和非相干检测支路的接收信号y
′2；联合接收信号和y′2，最后得到分离接收机方案下的三维接收信号
[0051]
步骤4、根据分离接收信号分析系统的信号检测性能。其详细求解过程如下：
[0052]
在本发明中，只考虑n＝1的情况，及ed-cd分离接收机。且为了便于后续分析，令则式(1)变换为：
[0053][0054]
其中，令变量和n分别表示为天线噪声，相干检测电路的转换噪声和非相干检测电路的整流器噪声，其噪声方差分别表示为和
[0055]
为了验证ed-cd分离接收机结构的解调性能，本发明首先根据分离接收信号模型，考虑天线噪声和后级检测电路噪声的影响，基于最大似然(maximum-likelihood,ml)准则，设计最优信号检测算法；然后通过对接收信号模型化简，忽略天线噪声的影响，得到一种低复杂度的信号检测算法，该方案避免求解二重积分，可有效降低检测算法的计算复杂度。
[0056]
本发明的具体检测方法为：
[0057]
(1)最优信号检测方法
[0058]
对于某种星座调制方式，发射信号等概率分布于二维空间中，在进行信号检测时，最优的信号检测方法是ml检测。假设信号星座点的集合表示为ω
cons
，基于ml准则，发射信号表示为：
[0059][0060]
为了方便计算，把复数信号的实部和虚部分别表示为y
1r
和y
1i
，把复数噪声的实部和虚部分别表示为wr和wi，则重新描述为：
[0061][0062]
其中，为接收信号的条件pdf，其满足的分布为
[0063][0064]
其中表示均值为方差为的
复高斯分布；表示均值为方差为的实高斯分布。天线噪声的概率密度函数满足的分布为其中均值为0，方差为在获得条件和后，分别对wr和wi进行积分，就可以求解的值。基于ml准则估计发射信号时，对于首先计算所有接收信号对应的条件然后选择最大的以此得到估计的发射信号
[0065]
(2)简化ed-cd分离接收机结构的信号检测方法
[0066]
如果天线噪声只考虑热噪声，则噪声功率一般远远小于相干接收机和非相干接收机引入的噪声，因此我们可以忽略天线噪声对接收信号的影响。此时，(2)式化简为
[0067][0068]
由式(6)可得，给定发射信号时，接收信号和y
2s
相互独立。则接收信号的pdf可以化简为：
[0069][0070]
其中y
1rs
和y
1is
分别表示接收信号的实部和虚部。xr和xi分别表示发射信号的实部和虚部。基于接收信号简化的信号检测算法可以表示为：
[0071][0072]
令则上式的信号检测算法可以化简为
[0073][0074]
根据式(7)和(8)可得，在检测发射信号时，把求解最大化的问题转化为求解最小距离检测的问题，该方法由于不需要求解二重积分，可有效降低计算复杂度。
[0075]
仿真示例
[0076]
在仿真时，考虑单载波系统，且不考虑信道编解码，假设信道状态信息已知，不失一般性设置为1，即发射信号的调制方式为64qam方案。
[0077]
图2表示考虑天线噪声时，ed-cd分离接收机结构与pd-cd分离接收机结构下ser的性能比较。图中天线噪声方差，相干接收机的噪声方差和非相干接收机的噪声方差分别设置为发射信号功率p分别设置为100，200，300和400。通过图2可得，在不同的功率p下，ed-cd分离接收机的ser与pd-cd分离接收机系统下的ser几乎相等；且分离接收机的ser随着分离比率ρ的增大先减小后增大，最小的ser位置对应最优的分离比率ρ。因此，相对于相干接收机下的ser(ρ＝1)和非相干接收机下的ser(ρ＝0)，分离接收机具有较小的ser，且随着功率p的增大，分离接收机方案下的ser值减小。
[0078]
图3表示忽略天线噪声时，ed-cd分离接收机结构与pd-cd分离接收机结构下ser的性能比较。图中相干接收机引入的噪声方差和非相干接收机引入的噪声方差分别设置为发射信号功率p分别设置为100，200，300和400。通过图3可得，在不同的功率p下，ed-cd分离接收机方案下ser的性能与pd-cd分离接收机下的ser几乎相等；且分离接收机的ser随着分离比率ρ的增大先减小后增大，最小的ser位置对应最优的分离比率ρ，其最优的分离比率在0.95附近。例如，当p＝400时，最优的分离比率ρ为0.95，此时ed-cd分离接收机和pd-cd分离接收机下的ser均为4.7
×
10-6
，而相干接收机ser为2.39
×
10-5
。因此，相对于相干接收机下的ser(ρ＝1)，分离接收机具有较小的ser，进而验证了分离接收机结构的优越性。